文章概述了基于麥克爾遜干涉儀的光纖激光水聽器的相位載波零差法(PGc)調制解調原理，通過數學推導及仿真，分析了調制信號和混頻信號的頻差是導致全數字化解調結果錯誤的主要因素之一。針對該誘導因素提供了可行的解決方案，并實現了基于DSP的1MHz采樣頻率下使用PGC方法的全數字實時解調系統。對低頻水聲波段800Hz水聲信號進行解調，實驗結果表明：解調信號波形良好。

　　分布反饋(DFB)光纖激光水聽器使用激光諧振腔作為傳感元件，通過檢測輸出激光波長的位移獲得外界聲壓信息。它具有聲壓響應靈敏度高、尺寸小、抗電磁干擾、易于制作小直徑輕型線性陣列等特點，在水下預警、遠程目標探測等領域具有較明顯的優勢。當今各國海軍對都其投入了大量的研究。

　　相位載波零差法(PGC)是利用遠離水聲信號頻帶的高頻、大幅度載波信號對光纖干涉儀信號的初始相位進行調制，避免了由于相位隨機漂移造成的檢測靈敏度低、非線性誤差大、動態范圍小等缺點，在光纖傳感器，尤其是光纖激光水聽器解調方面具有廣泛的應用。

　　通常PGC解調使用模擬電路實現，其最突出的問題是不靈活、穩定性差且不易調試；由于PGC解調算法較為復雜，需要多次相乘、濾波、微分、積分等，數字化解調的實現往往也是非實時的，這對于水聲探測進入實用是一個非常大的障礙。文中在數學推導及仿真的基礎上，實現了對單陣元光纖激光水聽器的PGC實時全數字解調，有效解決了實時全數字解調過程中調制信號和混頻信號的頻差問題．為水聽器陣列的實時全數字解調奠定了基礎。

　　1、光纖激光水聽器PGC調制解調原理

　　DFB光纖激光器是在一段摻鉺光纖內寫入光纖光柵，這種結構在泵浦作用下形成激光諧振腔，發射出與腔長等相關的特定波長的激光‘6一釘。用單頻信號cE，o調制PZT元件，在光電探測器處的光電流轉換為電壓信號可表示為

　　Ⅵ=A+Bcos(Ccos wot + γ∞(t))        (1)

　　式中：A正比于干涉儀的輸入光功率，且比值B／A為干涉條紋的可見度；C為調制信號的幅度；γ(t)表示待測信號與環境噪聲及初始相位共同引起的相位變化。

　　如圖1所示，將幅度分別為G、H和角頻率分別為w。、2w。的載波信號與干涉儀輸出信號進行混頻，

　　并分別通過低通濾波器后，得到

　　V1s = - BGJ1（C）sin γ（t）          (2)

　　V2s = - BHJ2（C）cos γ（t）          (3)

　　將兩式微分并與兩式交叉相乘后，再對兩路信號進行差分運算得

　　Vd = B2GHJl(C)J2(C)γ’(t)            (4)

　　積分后得到

　　V1=B2GHJl(C)J2(C)γ(t)                (5)

　　其中，γ(t)包含了待測信號以及環境噪聲等造成的相位變化，后者通常情況下是緩變信號，所以通過高通濾波器，最后可得到包含待測信號的信息。

　　2、調制信號與混頻信號的頻差問題

　　光電探測電路輸出信號Vi = A + Bcos(Ccos wot + γ(t))通過模／數轉換器(ADC)進行采樣后，與角

　　頻率分別為wo、2wo的載波信號進行混頻。在實時全數字解調過程中，如何正確獲取混頻信號是系統實

　　現的關鍵技術之一。當實際調制信號與混頻信號存在相差θ和頻差m時，相當于在混頻時Vi分布乘上cos(wo + mt + θ)和cos(2wot + 2mt + 2θ)，經過低通濾波，式(2)、(3)表達式變為V1s = - BGJl(C)sinγ(t)cos(θ + mt)          (6)

　　V2s = - BHJ2(C)cosγ(t)cos(2(θ 十 mt))      (7)

　　如果僅存在相差θ，則可推出式(5)為Vt = B2GHJ1(C)J2(C)γ(t)cosθcos2θ。當θ控制在足夠小的范圍內，最后解調出的結果只存在幅度上整體的較小縮減，并不影響解調質量。但若存在頻差m，則在微分之后就出現較大誤差，最后無法得到正確結果。圖2為存在頻差情況下的仿真結果，其中wo為20kHz、頻差m為o.5 Hz，被測信號頻率為800Hz；

　　3、實時解調系統全數字化實現

　　調制解調電路中，DSP選用AD公司32位浮點SHARc系列ADsP一21262，在SIMD狀態下可達1200MFLoPs(200MHz內核時鐘)的運算能力；調制信號產生電路由DDS芯片AD9850產生20．833kHz(1／48 MHz)的正弦波輸出，經過信號處理放大，驅動PZT元件，其頻率和幅度由DSP設置。

　　光信號通過光電轉換及處理電路轉換成電壓模擬信號；模擬信號經過1MHz的采樣轉換為數字信號傳送到DSP進行數字解調并輸出；混頻信號由軟件產生，即由DSP中存儲的20．833kHz正弦波信號的1M采樣和500K采樣數值表產生，由于DSP與DDS的時鐘都來自同一頻率為24MHz時鐘源，可以確保混頻信號與調制信號之間不存在頻差。

ADSP一21262內部對時鐘源進行8倍頻，則內核時鐘可達192MHz。對于1MHz的采樣率，DSP每個192個時鐘需完成1個采樣數據的處理，其中包括差分、相乘、低通濾波、高通濾波、積分、微分、除法(用于針對B值進行穩幅)等運算。由于ADSP一21262支持SIMD模式，兩路混頻、乘法、低通濾波、微分相乘等運算可分別由不同處理單元同時完成。

　　由此可見，192MHz內核時鐘的ADSP一21262在使用SIMD模式下，完全可以勝任1 MHz采樣率下數據的實時處理。

　　在此基礎上進行原理性水聲實驗。將DFB光纖激光器放置于水池中，并與發射換能器位于同一高度。信號發生器輸出正弦波信號，通過功率放大器驅動換能器發射頻率為800 Hz單頻聲信號。解調系統輸出波形及其頻譜如圖6所示。實驗證明：系統對低頻范圍內水聲信號的解調結果良好。

　　4、結束語

　　文中采用調制信號與混頻信號共享同一時鐘源的方法以解決兩者頻差所引起的解調結果錯誤的問題。從800Hz單頻水聲信號解調波形及其頻譜來看，該系統的實時數字解調結果良好。同時，改善數字濾波器性能將進一步提高系統的解調效果。文中調制信號的產生由DDS電路直接實現，這是為了使調制信號產生電路，獨立于解調電路，以便于系統擴展多路通道，實現對光纖激光水聽器陣列的解調。（作者：李 玉、黃俊斌、謝順依、顧宏燦、李日忠、譚 波）